ПЕРЕТВОРЮВАЛЬНА ТЕХНІКА 30.09.2015 08:05

 

 

 

a)     IMC стабілізаторів серії 142 з фіксованою напругою стабілізації

 

 

 

б) ІМС універсального стабілізатора напруги КР142ЕН12А

 

Рис. 5.1- ІМС сериї 142 у пластмасовому корпусі

та типові схеми їх вмикання.

 

Методичні рекомендації до розв’язування задачі

 

          Задача 5.1.Провести вибір схеми інтегрального стабілізатора напруги з фіксованою напругою стабілізації і його розрахунок. Вихідні дані при застосуванні стабілізатора з фіксованою напругою стабілізації:

- напруга на виході U_вих = 9 В;

- мінімальна вхідна напруга U_{вх тіп}  = 14 В;

- максимальна вхідна напруга U_{вх тах}  = 20 В;

- потужність навантаження Р_н = 0,5 Вт.

 

Розв’язування. 5.1.1. При побудові стабілізатора напруги на основі ІМС стабіліза­тора з фіксованим значенням вихідної напруги, необхідно вибрати відпо­відну ІМС (для даного варіанту завдання - за табл. 2.1 це КР142Е-Н8А з U_вих = 9 В) і перевірити її на можливість застосування за напру­гою та на неперевищення допустимого значення розсіюваної потуж­ності в заданих умовах.

За напругою необхідно забезпечувати виконання умов:

 

Uвх тах < Uвх тах доп ,

(5.7)

 

де U_{вх тах доп} - максимально допустима вхідна напруга ІМС;

 

Uвх тіп ­- Uвих > U ІМС  тіп

(5.8)

 Оскільки:

Uвх тах = 20 В < 35 В = Uвх тах доп ,	(5.9)
14 – 9 = 5 В > 2,5 В = U ІМС  тіп ,	(5.10)

то за напругою дана ІМС відповідає умовам завдання.

Перевіримо можливість застосування ІМС КР142ЕН8А за потуж­ністю, якщо її струм навантаження за (2.4) становить:

 

Iн = 0,5 / 9 = 0,056 А,

(5.11)

 

а максимальне падіння напруги на ній за (5.5) дорівнює:

 

= 20-9=11В

(5.12)

 

Тоді :                     РІМС= 11·0,056 = 0,616 Вт.	(5.13)
Оскільки:            РІМС = 0,616 Вт < 1 Вт,	(5.14)

 

то IMC у даному разі можна використовувати без тепловідводу.

5.1.2. Електричну принципову схему отриманого стабілізатора з фіксованою вихідною напругою наведено на рис. 5.2.

 

Рис. 5.2 - Стабілізатор напруги на ІМС КР142ЕН8А. Схема електрична принципова

Задача 5.2.Розрахувати інтегральний універсальний стабілізатор напругиКР142ЕН12А. Вихідні дані при застосуванні універсального стабілізатора напруги:

- напруга на виході U_вих = 8 В;

- мінімальна вхідна напруга U_{вх тіп} = 13 В;

- максимальна вхідна напруга U_{вх тах} = 19 В;

- потужність навантаження Р_н = 2 Вт.

 

 Розв’язування 5.2.1. Перевіримо можливість застосування ІМС КР142ЕН12А за напругою та потужністю (за методикою п. 5.1.1).

Оскільки:

Uвх тах =19 В < 45 В = Uвх тах доп,	(5.15)
13 - 8 = 5 В> 3,5 В = U ІМС  тіп,	(5.16)

то занапругою дана ІМС відповідає умовам завдання.

 

Iн = 2/ 8 = 0,25 А,	(5.17)
= 19 - 8= 11 В.	(5.18)
РІМС=11·0,25 = 2,75 Вт.	(5.19)
Через те, що :       1 Вт < РІМС = 2,75 Вт < 10 Вт,	(5.20)

 

то за потужністю ІМС також відповідає умовам завдання. Використо­вувати її при цьому необхідно з тепловідводом.

5.2.2. Визначимо величини опорів резисторів дільника R₁, R₂, що ним задається значення вихідної напруги стабілізатора. Задамо значення струму виводу регулювання ІМС:

 

Iр =0,1мА.

(5.21)

 

При роботі ІМС КРІ42ЕН12А у режимі стабілізатора напруги зазви­чай задають:

R1  =240 Ом.

(5.22)

За (5.3) знаходимо:                  (5.23)

 

               Ом

 

Потужності резисторів знаходимо за формулою:

За табл. Д3 вибираємо резистори С2-33 з опором 240 Ом та 1,2кОм відповідно та потужністю 0,125 Вт.

5.2.3. Оскільки вихідна напруга стабілізатора значно перевищує за величиною мінімальне значення напруги стабілізації, а  U_{вх тах}  < 25 В, то ІМС можна використовувати без елементів С₂, VD1 та VD2.

За табл. Д5 вибираємо тип конденсаторів К50-35 на напругу    25В (С₁) і 10В(С₃).

5.2.4. Електричну принципову схему отриманого стабілізатора наведено на рис. 5.3.

 

Рис. 5.3 - Стабілізатор напруги на IMC KP142EH12A. Схема електрична принципова

 

 

 

 

 

 

 

 

 

ПРАКТИЧНЕ ЗАНЯТТЯ №6

Тема. Розрахунок керованого випрямляча.

 

Теоретичні відомості

Можливість зміни значення постійної напруги на навантаженні за не­обхідним законом у заданих межах може бути реалізована за допомо­гою керованих випрямлячів, що будуються на керованих вентилях, наприклад, на тиристорах. Принцип дії такого регулятора полягає у тому, що за допомогою спеціальної схеми керування забезпечується регульована затримка на вмикання тиристорів відносно переходу через нуль змінної синусоїдної напруги. Тобто фаза послідовності імпульсів керування змінюється щодо фази синусоїдної напруги.

Зазначимо, що цей метод регулювання можна розглядати як різно­вид методу ШІР, коли імпульси напруги мають не прямокутну, а сину­соїдну форму з обмеженням.

Перевагою імпульсних методів регулювання є те, що, перш за все, надлишок енергії тут просто не береться від джерела живлення .

В імпульсних регуляторах більш ефективно використовуються си­лові елементи. Вони мають (особливо при методі ШІР за високих час­тот комутації ключа) менші масо-габаритні показники.

Тиристорні перетворювачі - універсальні перетворювачі. При виконанні визначених умов один і той же керований перетворювач може працювати як перетворювач змінного струму в постійний - випрямлювальний режим, так і перетворювач постійного струму у змінний – інверторний режим. Незалежно від режиму роботи, схема з’єднання силових кіл тиристорного перетворювача залишається без змін. У наш час широко використовуються як однофазні так і багатофазні схеми випрямлячів. Кожна зі схем володіє певними техніко-економічними показниками, які і визначають необхідність використання кожної із них. Найбільш розповсюдженими схеми тиристорних перетворювачів наведені на рис. 6.1.

Потрібно зазначити, що крім вказаних схем, в перетворювальній техніці використовуються і комбіновані схеми з послідовним або паралельним з’єднанням  трифазних мостових схем, а також паралельне підключення трифазних нульових схем через зрівнювальні реактори.

Вибір конкретної схеми визначається потужністю споживача, необхідною якістю (пульсністю) випрямленої напруги, габаритом і вартістю згладжуючого фільтра. 

Співвідношення між електричними величинами в тиристорному перетворювачі визначаються кількістю фаз, схемою з’єднання  анодного трансформатора та схемою підключених до нього вентилів.

Будь-яку із наведених схем можна подати складеною з однієї або двох ідентичних вентильних груп, які з’єднані  певним чином. Фазність m кожної вентильної групи визначається кількістю комутацій струму між вентилями одної групи за період живлячої напруги. Виходячи із цього схему Міцкевича і схему зигзаг потрібно вважати складеною з одної трифазної (m=3) групи, а схему Ларіонова – з двох трифазних груп (m=6), ввімкнених послідовно відносно навантаження. Кожну з двох однофазних двопівперіодних схем можна розглядати як складену з однієї двофазної вентильної  групи (m=2), тільки в однофазній нульовій схемі комутуючі вентилі живляться від двох вторинних обмоток (n=2), а в мостовій схемі ­­­– від однієї вторинної обмотки (n=1). Нижче наведені співвідношення між електричними величинами для узагальненої схеми випрямлення для умови, коли індуктивний опір у колі випрямленого струму Хd=¥. Ці співвідношення також справедливі і для реального значення індуктивності Хd, але при цьому випрямлений струм має бути безперервним і повинно виконуватися співвідношення: Хd ³ (3¸4)Rd  (Rd - активний опір навантаження), що часто має місце в більшості практичних випадків.

Особливістю тиристорного перетворювача є те, що він може працювати в двох режимах: в режимі перетворення змінного струму в постійний – режим випрямлення, і в режимі перетворення постійного струму у змінний – інверторний режим.

З точки зору характеру струму в колі постійного струму розрізняють режим неперервного струму і режим перервного струму. В останньому випадку для кожного періоду пульсації в колі постійного струму існують інтервали часу, коли струм рівний нулю. Характер струму визначається співвідношеннями між індуктивністю і активним опором в колі постійного струму, тобто сталою часу. Струм може бути перервним або неперервним для всіх режимів роботи тиристорного перетворювача.

При активно-індуктивному навантаженні режим випрямлення відповідає зміні кута регулювання α в межах від 0¸90. Комутація вентилів у випрямлячі природна за рахунок напруги мережі.

 

Рис. 6.1 – Схеми керованих випрямлячів на тиристорах: а) однофазна однопівперіодна; б) однофазна двопівперіодна з нульовою (середньою) точкою трансформатора; в) однофазна мостова; г) трифазна схема з нульовою точкою трансформатора (схема Міткевича); д) трифазна мостова схема (схема Ларіонова); е) трифазна нульова схема зі з’єднанням вторинної обмотки зигзаг.

 

Для переводу перетворювача, під’єднаного до мережі змінного струму, в інверторний режим необхідно:

1. Підключити джерело постійного струму з полярністю, що зворотна режиму випрямлення.
2. Забезпечити протікання струму через тиристори переважно при від’ємній полярності вторинних напруг, здійснюючи їх відкривання з кутом випередження b:

Таблиця 6.1 – Розрахункові коефіцієнти схем випрямлячів.

Коефіцієнти	1-фазна з середньою точкою  тр-ра	1-фазна мостова	3-фазна нульова	3-фазна зигзаг з нулем	3-фазна мостова
	0,9	0,9	1,17	1,17	2,34
	1/2	1/2	1/3	1/3	1/3
Kiд=	0,707	0,707	0,577	0,577	0,577
Ki2=I2/Id	0,707	1	0,577	0,577	0,816
Ki1=Kтр×І1/Іd	1	1	0,471	0,471	0,816
	3,14	1,57	2,09	2,09	1,045
Ks2=S2/Pd	1,57	1,11	1,48	1,71	1,045
Ks1=S1/Pd	1,11	1,11	1,21	1,21	1,045
Ks=Sт/Pd	1,34	1,11	1,35	1,46	1,045
кількість фаз першої обмотки   m1	1	1	3	3	3
Фазність схеми m	2	2	3	3	3
Кратність пульсації mn	2	2	3	3	6
кількість вторинних обмоток n	2	1	3	6	3
Тривалість протіканя струму вентиля l	p	p	p	p	p
Кількість послідовних груп  q	1	1	1	1	2

                     

 b ³ ,                                                    (6.1)

 

де - кут комутації, під час  якого здійснюється перехід струму з одного тиристора на інший;

t_вст – час встановлення керуючих властивостей тиристора.

1. Кут відкриваня повинен перевищувати  90°.

Режим роботи тиристорного перетворювача визначається величиною кута керування і характером навантаження. 

Для отримання режиму інвертування обов’язкове виконання всіх трьох умов. У випадку, якщо хоча б одна із умов не виконується, перетворювач буде лише підготовлений до інверторного режиму, але струм інвертора буде рівний 0.

Комутація вентилів в інверторному режимі примусова і здійснюється за рахунок інвертованої е.р.с.

 

Таблиця 6.2 - Коефіцієнти схеми

Схема випрямляча	Кх=		А =
однофазна з середньою точкою рансформатора	0,318	1	0,35	0,9
однофазна мостова	0,318	1	0,35	0,9
трифазна нульова	0,478	1	0,87	0,826
трифазний зигзаг з нулем	0,478	1	0,87	0,826
трифазна мостова	0,955	2	0,5	0,955

 

де  - коефіцієнт спотворень первинного струму.

 

Практична частина

3адача 6.1. Відповідно до заданого варіанту за даними таблиці 6.3 провести розрахунок параметрів і вибір елементів схеми силового кола нереверсивного тиристорного перетворювача для живлення якірного кола двигуна, а також розрахувати та побудувати основні характеристики перетворювача. При цьому потрібно враховувати, що момент навантаження двигуна є активним, тому можлива робота перетворювача в інверторному режимі.

 

Для цього необхідно:

1. На основі аналізу різних схем з’єднання вентильних перетворювачів пояснити і вибрати для заданої потужності двигуна схему силового кола нереверсивного тиристорного перетворювача.
2. Для вибраної схеми силового кола перетворювача за заданими параметрами двигуна розрахувати параметри анодного трансформатора і вибрати з довідникової літератури типовий трансформатор.
3. Визначити параметри тиристорів, вибрати їх із довідника та здійснити перевірку, визначивши вид їх охолодження. При необхідності визначити число вентилів, включених на паралельну  або послідовну роботу.
4. Побудувати для перетворювача зовнішню характеристику    Udα = f(Іdα).
5. Побудувати для перетворювача регулювальну характеристику Ud=f(α) для випрямлювального режиму роботи.
6. Нарисувати розраховану схему вентильного перетворювача.

 

Таблиця 6.3 - Варіанти завдань для виконання практичної роботи.

Продовження таблиці 6.3

 

У таблиці 6.3 прийняті такі позначення:

Рн,кВт – номінальна потужність двигуна;

Uн,В – номінальна потужність електродвигуна постійного струму;

Ін, А – номінальний струм двигуна;

Nн, об/хв. – номінальна швидкість обертання ротора двигуна;

Uм, В – напруга мережі живлення електродвигуна.

 

Методичні вказівки до розв’язування задачі

 

1. Порівняльна оцінка і вибір схем тиристорних перетворювачів.

Вибір схеми з’єднання трансформатора і вентилів заснований на порівняльній оцінці техніко-економічних показників різних схем перетворювачів. Він полягає у варіантному порівняні з врахуванням вимог, що пред’являються до установки, її потужності, величини випрямленої напруги і напруги живлячої мережі, а також з урахуванням можливості  використання стандартних анодних трансформаторів, типу вентилів і т.п.

Порівняльна оцінка різних схем випрямлення здійснюється за такими показниками:

1. Режим роботи трансформатора і його відносна типова потужність, що характеризується коефіцієнтом підвищення розрахункової потужності.

2. Ефективність використання вентилів за напругою та струмом.

3. Гармонійний склад випрямленої напруги.

4. Вплив перетворювача на живлячу мережу.

Перед тим, як здійснити аналіз і оцінку різних тиристорних перетворювачів, слід зауважити, що вибір схеми перетворювача, в першу чергу, полягає у виборі кількості числа фаз вторинної обмотки анодного трансформатора.

При бажанні отримати мінімальні пульсації випрямленої напруги необхідно збільшувати кількість фаз вторинної обмотки. В цьому випадку можна вимкнути зі схеми згладжуючий катодний дросель, або звести його габарити до мінімуму. Збільшення кількості фаз вторинної обмотки покращує гармонійний склад первинного струму анодного трансформатора і тим самим зменшує вплив перетворювача на живлячу мережу.

Від кількості фаз вторинної обмотки і схеми підключення вентилів залежить ступінь використання обмоток трансформатора, його габарити, вага, а також ступінь використання і габарити вентилів.

Ступінь використання обмоток і трансформатора в цілому характеризується коефіцієнтами підвищення розрахункових потужностей, в якості яких виступають схемні коефіцієнти Ks_1, Ks₂, Ks (наведені в таблиці 6.1). Із таблиці 6.1 видно, що найефективніше використовуються обмотки трансформатора в тих схемах, у яких по вторинним обмоткам протікає струм в обидва півперіоди.

Ефективність використання вентилів за напругою та струмом оцінюється за величиною максимального значення зворотної напруги, що прикладається до вентилів у даній схемі, і по величині середнього та діючого значення струмів через вентилі, а також їх кількістю, необхідною для отримання заданого значення струму Id.

Вентилі використовуються ефективніше, якщо для забезпечення заданих значень випрямленої напруги і струму необхідна менша кількість вентилів при менших значеннях допустимого прямого струму і зворотної напруги.

 

Гармонійний склад випрямленої напруги і струму характеризується кратністю пульсацій порівняно з частотою живлячої мережі, наведеної в таблиці 6.2, у вигляді параметра m_n.

Зі збільшенням кратності пульсації порядок вищих гармонік, що наявні у випрямленій напрузі і струмі зростає, а їх амплітуда зменшується.

Вплив перетворювачів на живлячу мережу оцінюється за гармонійним складом первинного струму анодного трансформатора і може бути охарактеризований коефіцієнтом спотворень первинного струму , який наведений для різних схем у табл. 6.2.

Якщо порівняти між собою однофазні схеми, то з точки зору використання трансформатора вигіднішою є мостова схема, ніж нульова (K_SM=1,11, K_SN=1,34). Використання вентилів за струмом однакове для обох схем, але за напругою вентилі використовуються краще в мостовій схемі, оскільки зворотна напруга у двічі менша, але використана у двічі більша кількість вентилів. Тому у перетворювачах з низькою випрямленою напругою доцільно використовувати однофазну нульову схему. За пульсаціями випрямленої напруги обидві схеми однакові.

Хоча однофазні схеми мають доволі непогане використання трансформатора, але значні пульсації випрямленої напруги і струму, а також сильний вплив на живлячу мережу обмежують їх використання для перетворювачів на рівні, не вищому декількох кіловат для живлення обмоток збудження машин, де пульсації не відіграють суттєвої ролі. Враховуючи це, використання однофазних схем доцільне для потужностей приблизно до 10кВт.

Багатофазні схеми випрямлення мають ряд переваг перед однофазними:

-          симетричне навантаження живлячої мережі;

-          менші споживання первинного струму ();

-          менші пульсації випрямленої напруги і, відповідно, необхідно менший габарит згладжуючого дроселя;

-          добре використання трансформатора і вентилів.

Серед багатофазних схем найпростіша є схема Міткевича і схема зигзаг. При їх порівнянні слід враховувати таке: за використанням вентилів, за пульсаціями випрямленої напруги і за впливом на живлячу мережу обидві схеми однакові.  Використання ж трансформатора, як бачимо з таблиці 6.1, краще в схемі Міткевича. Але потрібно врахувати, що в схемі Міткевича існує постійний напрямлений потік вимушеного намагнічування трансформатора і, як результат, для запобігання насичення сердечника трансформатора штучно збільшують габарити та вагу його. Тому дійсний коефіцієнт підвищення розрахункової потужності на 20-30% вище вказаного в таблиці 6.1. У схемі зигзаг у порівнянні з нульовою відсутній  поток вимушеного підмагнічування, але вона потребує подвійного комплекту вторинних обмоток, за рахунок чого збільшується габарит трансформатора.

До недоліків трифазних нульових схем належать: значні пульсації випрямленої напруги, значні діючі значення анодних струмів, великі спотворення первинних струмів.

Враховуючи це, використання трифазних нульових схем доцільне для потужностей  приблизно від 10 до 100 кВт. Причому всередині цього діапазону (у зв’язку з реальними значеннями коефіцієнтів підвищення розрахункової потужності) перевага схемі Міткевича надається при менших потужностях (до 50 кВт), схемі зигзаг – при більших потужностях 50¸100кВт.

Найдосконалішою з точки зору використання трансформатора і вентилів є трифазна мостова схема (Ларіонова).

Порівнянні з нульовими схемами, мостова схема має суттєві переваги: меншу у двічі зворотну напругу на вентилях, менший нахил зовнішньої характеристики, дуже добре використання і просте виконання трансформатора; менші пульсації випрямленої напруги, значно менше значення ерс вторинної обмотки трансформатора, можливість використання в безтрансформаторному виконанні.

Поряд із перевагами схема Ларіонова має такі недоліки: необхідність подвійного комплекту вентилів, погане використання вентилів за струмом, так як середнє та діюче значення струму через вентиль такі ж самі, як і в трифазних нульових схемах, а кількість вентилів подвійна, зниження ККД внаслідок подвійного падіння напруги на вентилях (струм проводять послідовно завжди два вентилі). Проте, точно вказати сфери використання тієї або іншої схеми перетворювача неможливо, це вирішується тільки шляхом техніко-економічних порівнянь варіантів для конкретних умов.  

Для правильного вибору стандартного обладнання і проектування нового виникає необхідність у розрахунку основних необхідних параметрів елементів силового кола тиристорного перетворювача. Для нереверсивних перетворювачів до таких елементів  належать анодний трансформатор, вентилі і згладжуючий (катодний) реактор.

Розрахунок параметрів схеми живлення здійнюється залежно від значення струму навантаження I_d і забезпечення необхідної величини випрямленої напруги U_d.

Перед тим, як розпочати розрахунок параметрів елементів схеми, необхідно визначити розрахункові значення I_d, U_d. Вибір цих елементів залежить від характеру навантаження.  У випадку роботи перетворювача на якір двигуна в якості розрахункових величин потрібно приймати номінальні значення напруги і струму двигуна, тобто:

                                    U_d = U_н,         I_d =  I_н.                            (6.2)

 

2.  Розрахунок параметрів і вибір анодного рансформатора

Анодний трансформатор вибирається за потужністю і за напругою вторинної і первинної обмоток.

Розрахункова потужність вторинної і первинної обмоток трансформатора:

                                                             (6.3)

                                                                (6.4)

                        ,                                                  (6.5)

де Р_d -  середнє значення випрямленої потужності.

Типова потужність анодного трансформатора:

                           ,                                             (6.6)

де Ks₁, Ks_2, Ks - коефіцієнти схеми (табл. 6.1)

Діюче значення струму у вторинних обмотках трансформатора дорівнює:

                                            ,                                               (6.7)

        де Кі₂ – коефіцієнт схеми (табл..6.21).

Мінімальне значення вторинної фазної напруги:

 

       ,               (6.8)

       де К₃=(1,05¸1,1) – коефіцієнт запасу, що враховує можливу несиметрію кутів відкривання тиристорів по фазах і дає запас напруги для забезпечення номінальної швидкості двигуна в системі автоматичного регулюваня;

DU_а – падіня напруги на тиристорах, яке приймається попередньо рівним 1В для нульових схем і 2В для мостових схем;

К_u, K_x, K_R, Ki_1, Ks₁, m₁ – коефіцієнти, що приймаються з таблиць 6.1, 6.2  для вибраної схеми випрямляча;

 – допустиме максимальне падіння напруги, для розрахунку можна прийняти ;

U_к% = (3¸12)% - напруга КЗ трансформатора, величина якої може бути попередньо взята з каталогу для трансформатора, потужність якого визначається за виразом (6.6); нижня межа стосується  трансформаторів потужністю декілька десятків кВА, а верхня – декілька тисяч кВА;

a_min – мінімальне значення кута регулювання, яке для нереверсивної схеми  слід приймати рівним 0 (= 1);

R_тр – активний опір обмотки трансформатора: 

 

           , Ом                                  (6.9)

 

де DР_М% = (1¸3)% – втрати в міді трансформатора. Нижня межа стосується потужних, а верхня – малопотужних трансформаторів. Значення DРм% приймається по каталогу для трансформатора потужність якого визначена за формулою (6.6).

Діюче значення первинного фазного струму трансформатора I₁ визначається за формулою:

                                                                             (6.10)

        де - коефіцієнт трансформації анодного трансформатора.

- відповідно діючі значення фазної та лінійної напруги живлячої мережі.

Х_тр – приведений до первинної обмотки індуктивний опір однієї фази трансформатора:

                     Х_тр=                                    (6.11)

 

 де U_к%=(3¸12)% – напруга короткого замикання трансформатора, нижня межа якої  стосується трансформаторів, потужністю декілька десятків кВА.

У тих випадках, коли розрахункове значення U₂, що визначається за (6.8) близьке до значення відповідної напруги мережі живлення, але дещо менше останньої, може бути використаний безтрансформаторний варіант моствої схеми (в установках не вище 100кВт). У цьому випадку анодний трансформатор відсутній і випрямлювальний міст під’єднується до живильної мережі. При живленні перетворювачів від потужних джерел з метою обмеження струмів КЗ і зменшення впливу перетворювача на мережу між мережею живлення і випрямлювальним мостом у фази вмикаються струмообмежуючі реактори (один для однофазної, три для трифазної схеми).

Необхідна величина індуктивного опору цього реактора Х_р повинна бути такою ж, як у силового трансформатора, який потрібно було б встановити для заданої потужності перетворювача.

Тому величина Х_р може бути визначена за формулою:

 

                       ,   Ом                         (6.12)

 

прийнявши коефіцієнти трансформації К_тр=1.

У подальших розрахунках враховується Х_р замість Х_тр.

Струмообмежуючі реактори для того, щоб вони не насичувалися струмами КЗ, виконуються повітряними (без залізного сердечника).

Вибираються вони за умов:

 

                ;                                                    (6.13)

 

                                                                                  (6.14)

3. Розрахунок параметрів і вибір тиристорів

Тиристори вибираються за середнім значенням анодного струму, зворотною напругою і перевіряються на перевантажувальну здатність у відповідності з нормами, що наводяться у довідниках. В останньому випадку  максимальне значення струму через вентиль на протязі певного часу має бути не більше допустимого.

 

3.1. Попередній вибір тиристорів

Середнє значення струму через вентиль:

 

                                                               (6.15)

 

Величина максимальної зворотної напруги на тиристорі визначається з врахуванням коефіцієнту запасу:

 

                                  Uзв_max= К_зн Ku_max E_do,  В                        (6.16)

 

де К_зн =1,25 – коефіцієнт запасу;

    U_do=E_do=K_uU₂ – середнє значення випрямленої е.р.с за a = 0.

За значеннями, отриманими з (6.15), (6.16) з довідника вибираємо тиристор за умови:

                                       І_а £  І_ан    ,                                      (6.17)

 

                               Uзв_max £  Uзв _доп                                 (6.18)

 

При визначенні номінального значення струму вентиля потрібно врахувати умови його охолодження (природне, штучне) і схему в якій він працює.

Якщо не можна підібрати вентиль на необхідний номінальний струм, то необхідно використати паралельне з’єднання вентилів з меншим номінальним струмом, величина якого визначається за виразом:

                                   (6.19)

 

де n _nap – число паралельно ввімкнених вентилів;

 - номінальний струм вибраного з каталогу вентиля;

 - доданок до ближнього цілого числа.

Після вибору кількості паралельно підключених керованих вентилів слід перевірити умову:

                               (6.20)

де К_сні = 0,7 +  - коефіцієнт зниження навантаження для струму.

Якщо умова (6.20) для вибраного тиристора не виконуються, треба вибрати потужніший тиристор, або збільшити їх кількість на один.

Для рівномірного розподілу прямого струму потрібно послідовно з кожним тиристором увімкнути додатковий резистор (долі Ома, на порядок менший за прямий диференційний опір тиристора, рис. 1.2).

Величина допустимої зворотної напруги визначається класом тиристора, тобто U_зв.доп= U_кл. Якщо у довіднику не має тиристора необхідного класу, то можна використати послідовне з’єднання вентилів нижчого класу. Тоді допустима величина напруги U_кл визначається за виразом:

                                                 (6.21)

 

де n_nocл. – число послідовно з’єднаних вентилів;

 - максимальна зворотна напруга вибраного з каталогу вентиля.

Після вибору кількості послідовно підключених керованих вентилів слід перевірити умову:

 

                  ,   В                                (6.22)

 

де К_сн.u = 0,8 +  - коефіцієнт зниження допустимої напруги.

Якщо умова (6.22) для вибраного тиристора не виконуються, треба вибрати потужніший тиристор, або збільшити їх кількість на один.

За виконання всіх наведених вище умов із довідника вибирається тип тиристора і записуються усі його параметри.

3.2 Перевірка вибраних тиристорів

Перевірку тиристорів за допустимою температурою нагріву здійснюємо залежно від втрат у тиристорі при нормальному робочому режимі перетворювача і, за необхідності, при технологічних і динамічних перевантаженнях.

Для робочого режиму втрати у вентилі визначаються за формулою:

 

                         DР_а=U_o I_a + K_фс²  R_g I_a² , Вт                          (6.23)

 

де  U_o –  порогова напруга;

      R_g –  динамічний опір тиристора;

                 K_ф.с – коефіцієнт форми струму, рівний відношенню діючого і середнього значень струму через вентиль.

Для прямокутної форми струму (Х_d ®¥):

 

                         К_фс=,                                                      (6.24)

 

l - кут провідності вентиля в радіанах, який залежить від схеми перетворювача (таблиця 6.1).

Якщо величини U_o, R_g в довіднику не наведені, то вони визначаються за наближеними формулами:

 

                     U_o » (1,35¸1,45) DU_ан. ,  В                         (6.25)

 

R_g »   ,    Ом                     (6.26)

         де  DU_ан – класифікаційне падіння напруги на відкритому вентилі, (приймається з довідника).

         І_ан  - номінальний граничний струм тиристора в класифікаційній схемі, (приймається з довідника).

Температура нагріву кристалу вентиля при тривалому режимі роботи визначається за виразом:

 

                      Q_н  =DР_а R_Т  +Q_c , °C                                   (6.27)

 

де R_Т – загальний тепловий опір вентиля з охолоджувачем для заданих умов охолодження,  °C / Вт, (приймається з довідника);

Q_c  - температура робочого середовища вентиля, для розрахунків можна прийняти +25°С.

Підставляючи в (6.27) різні значення R_Т, що відповідають природному і штучному (примусовому) охолодженню, отримуємо різні температури нагріву вентиля.

Після порівняння варіантів обирається той, для якого виконується умова:

 

               Q_н £ Q_{доп  ,}             (Q_{доп Ge}=75°C,  Q_допSi  = 140°C)       (6.28)

 

Якщо температура середовища близька до стандартної (+25°С) то для перевірки теплового режиму достатньо порівняти між собою дійсні втрати у вентилі з його номінальними втратами для різних умов охолодженя. Останні визначаються за (6.23), якщо прийняти: І_а = І_ан, К_фс = 1,57 (відповідає синусоїдній формі струму в класифікаційній схемі).

Коли робочий струм вентиля при тривалому режимі відповідає його гранично допустимому значенню, то технологічні перевантаження недопустимі і необхідно збільшити інтенсивність його охолодження, або взяти потужніший тиристор.

 

3.3. Побудова зовнішньої характеристики

Зовнішня (навантажувальної) характеристика випрямляча являє собою залежність середнього значення випрямленої напруги U_da від середнього значення випрямленого струму І_da. За зовнішньою характеристикою, знаючи допустиме відхилення на­пруги на навантаженні від номіналь­ної величини , можна знайти мінімальне та максимальне зна­чення допустимого струму, тобто допустимий діапазон змін струму навантаження (або навпаки).

Зовнішня характеристика випрямляча будується за двома точками: неробочий хід (0; U_d0) і номінальне навантаженя (I_d; U_d) та має вигляд прямої лінії.

3.4. Побудова регулювальної характеристики

Регулювальна характеристика, що являє собою залежність середнього значення випрямленої ерс U_da (для випрямляча) або середнього значення проти–е.р.с. U_db (для інвертора) від кута керування a (β).

При зміні кута a від 0° до 90° отримуємо характеристику для випрямленого режиму, а при зміні кута a від 90° до 180° - для інверторного режиму. В останньому випадку е.р.с. змінює знак і стає проти–е.р.с. інвертора (відкладається з протилежним знаком щодо U_da).

 Регулювальна характеристика може бути побудована за рівнянням:

-          для однофазних схем (α_гр = 180º):

 

                                            (6.29)

 

- для трифазної нульової схеми маємо два режими роботи:

• режим неперервних струмів, коли 0 ≤ α ≤ π/6 (кут регулювання α у трифазних випрямлячах прийнято відраховувати від точки дійсного відкривання вентиля);
• режим перервних струмів .

Середнє значення випрямленої напруги для цих двох режимів визначаються виразами:

 

 , при  (0 ≤ α ≤ π/6),

            , при      

        

За  α_гр = 5π/6 (α_гр =150º) випрямлена напруга рівна 0.

- для трифазної мостової схеми маємо два режими роботи:

• режим неперервних струмів, коли 0 ≤ α ≤ π/3 (кут регулювання α у трифазних випрямлячах прийнято відраховувати від точки дійсного відкривання вентиля);
• режим перервних струмів .

Середнє значення випрямленої напруги для цих двох режимів визначаються виразами:

 

 , при  (0 ≤ α ≤ π/6),

          , при

 

За  α_гр = 2π/3 (α_гр =120º) випрямлена напруга рівна 0.

Для зручності обчислень розрахункові дані заносяться до таблиці 6.4

 

Таблиця 6.4 – Дані для побудови регулювальної характеристики

α, град.	0	15	30	45	60	…	….	….	αгр
, В

 

За отриманими даними у таблиці 6.4 будується регулювальна характеристика випрямляча = f (α).

За отриманою регулювальною характеристикою визначаємо значення кута керування α_d при відомому значенні напруги .

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

ПРАКТИЧНЕ ЗАНЯТТЯ №7

Тема. Розрахунок однофазного автономного інвертора

 

Теоретичні відомості

Автономні інвертори - це пристрої, що перетворюють постійний струм в змінний з постійною або регульованою частотою і працюють на автономне навантаження. Перетворювачі частоти - це пристрої, що перетворюють змінний струм однієї частоти в змінний струм іншої частоти. Основні області практичного застосування автономних інверторів і перетворювачів частоти:

1) живлення споживачів змінного струму в пристроях, де єдиним джерелом енергії є акумуляторна батарея (наприклад, бортові джерела живлення);

2) електропостачання установок гарантованого живлення при аварії в основній мережі змінного струму (електрозв'язок, власні потреби електростанцій, реакторні установки);

3) регульований електропривод змінного струму з найекономічнішим частотним керуванням;

4) електротранспорт, що живиться від контактної мережі постійної або змінної напруги, де у якості приводного двигуна бажано мати прості, дешеві і надійні асинхронні двигуни з коротко замкнутим ротором;

5) джерела прямого перетворення енергії, в яких виробляється постійний струм відносно низької напруги (термо- і фотоелектричні генератори, паливні елементи, МГД-генератори);

6) живлення різних технологічних установок, що використовують нестандартну частоту (електротермія, ультразвукова обробка, електромагнітне змішування і транспортування рідких металів та ін.);

7) енергопостачання окремих районів від відведень магістральних ліній передач постійного струму.

До автономних інверторів і перетворювачів частоти, пред'являються наступні вимоги:

1) забезпечення максимального к.к.д.;

2) мінімальна встановлена потужність окремих вузлів і елементів;

3) можливість широкого регулювання вихідної напруги;

4) забезпечення стабільності вихідної напруги при зміні величини і характеру навантаження, а також вхідної напруги;

5) забезпечення синусоїдальної або близької до синусоїдальної форми кривої вихідної напруги;

6) можливість регулювання в певних межах вихідної частоти, що перш за все необхідно в установках вентильного електроприводу;

7) можливість роботи в режимі неробого ходу.

 

 

 

Рис. 7.1 - Структурна схема

 

На рис.7.1 зображена структурна схема роботи. Вхідна змінна напруга  подається на випрямляч, а потім на згладжувальний фільтр. Профільтрована напруга подається на тиристорний інвертор струму. Вихідна напруга інвертора через трансформатор передається у навантаження. Напруга на навантаженні зчитається системою керування, яка формує імпульси для регулювання вихідного струму.

 

 

 

 

Рис.7.2 - Електрична принципова схема силової частини інвертора струму

 

На вхід інвертора подається постійна вхідна напруга, що надходить із згладжу вального LC фільтру. Вентилі VT1, VT4 відкриваються у перший момент часу. Струм починає протікати шляхом +, L1, VT1, VT4, -. В цей час конденсатор С заряджається у полярності, вказаній без дужок.

Коли система керування відкриває вентилі VT2, VT3 створюється контур для розрядження конденсатора через тиристори VT1, VT4. Під дією розрядного струму конденсатора, напрямленого зустрічно із током тиристорів VT1, VT4, ці вентилі закриваються. Комутація струму відбувається майже миттєво. Конденсатор починає перезаряджатися через тиристори VT2, VT3. При цьому полярність буде відповідати полярності в дужках.

У результаті, через вторинну обмотку трансформатора буде проходити змінний струм.

На рис. 7.3 показані часові діаграми роботи наведеної схеми.

 

 

 

Рис. 7.3 - Часові діаграми роботи схеми.

 

 

Практична частина

Задача 7.1. Розрахувати та вибрати параметри силової частини паралельного однофазного автономного інвертора струму на тиристорах, схема якого наведена на рис. 7.2.

За вихідні дані прйняти:

_-        номінальне значення живлячої мережі: U_ВХ.ном;

-       частота живлячої мережі: f ;

-       номінальне значення напруги навантаження U_Н;

-       максимальний і номінальний струми навантаження: І_{Н max},  І_{Н min};

-       ємність конденсатора С₁, фільтра С.

 

Таблиця 7.1 - Вихідні дані для розрахунку силової частини паралельного однофазного автономного інвертора струму на тиристорах

Цифри номера залікової книжки		0	1	2	3	4	5	6	7	8	9
десятки	одиниці
	UВХ.ном,В	100	120	140	160	180	2000	220	240	280	300
	UН, В
f, Гц		100	200	300	400	100	200	300	400	100	200
	ІН max, А	12	14	16	18	20	22	24	26	28	30
ІН min, А		2	4	6	8	10	3	5	7	9
	С1, мкФ	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10

 

Методичні рекомендації до розв’язування задачі

 

Дані для розрахунку:

- номінальне значення живлячої мережі: U_ВХ.ном= U_d.НОМ = 321В;

- частота живлячої мережі: f = 100 Гц;

- номінальне значення напруги навантаження U_Н =130В;

- максимальний і номінальний струми навантаження: І_{Н max} = 16А,  І_{Н min} = 12А;

- ємність конденсатора С₁ = 1мкФ.

 

Розв’язування. Значення напруги після випрямляча знаходиться за формулою:

 

 

Напруга на виході інвертора буде рівна:

 

 

 

Знайдемо коефіцієнт трансформації, ураховуючи, що

 

 

 

Знайдемо максимальний та мінімальний струми первинної обмотки трансформатора:

 

 

 

 

Розрахуємо габаритну потужність трансформатора:

 

 

 

Опір навантаження знайдемо як:

 

 

 

У даній схемі максимальна зворотна напруга на тиристорах рівна:

 

 

Враховуючи перепади живлячої мережі:

 

 

 

 

 

 

Розрахуємо параметри вхідного фільтра:

 

 

 

Задавшись значенням С₁ = 1мкФ знайдемо індуктивність:

 

 

 

Розрахуємо значення дроселів L₁, L₂. Частоту вихідної напруги приймемо рівною f_вих / 2 = 50Гц (мостова схема). Індуктивності підберемо таким чином, щоб час їх розряду в 10 разів перевищував півперіод вихідної напруги.

 

 

 

Розрахуємо конденсатор С₂:

 

 

 

Проаналізував отримані данні виберемо реальні елементи:

У якості вентилів виберемо оптотиристори, так як їх керування відбувається значно легше аніж керування тиристорами.

Виберемо модульний оптотиристор МТОТО-40 з табл.. Д11. Цей силовий модульний оптотиристор має наступні параметри:

- періодична пікова напруга тиристора у ввімкненому стані – 400В;

- максимальний піковий струм у відкритому стані - 63А;

- допустимий середній струм - 40А;

У якості діодів виберемо Д246А. Параметри цих діодів:

-       максимально допустимий середній випрямлений струм – 10А;

-       максимально допустима зворотна напруга – 400В;

-       зворотний струм при максимально-допустимій зворотній напрузі – 3мА;

-       постійна пряма напруга – 1В.

ПРАКТИЧНЕ ЗАНЯТТЯ №8

Тема. Розрахунок та вибір елементів перетворювача частоти

на базі транзисторного інвертора

 

Теоретичні відомості

Перетворювачі частоти — це пристрої, що перетворюють змінний струм однієї частоти на змінний струм іншої частоти. Перетворювачі частоти складаються з випрямлячів змінного струму в постійний та інверторів, - перетворювачів постійної напруги (струму) в регульовану змінну напругу U_~  (струм I_~) змінної частоти f_~.

Сучасну елементну базу перетворювачів складають силові напівпровідникові прилади: низькочастотні та високочастотні діоди, тиристори, симістори, а також силові напівпровідникові модулі, що являють собою комбінацію декількох з'єднаних певним чином приладів одного або різних типів. Особливо варто виділити сучасні транзисторні та діодно-транзисторні модулі, виконані за інтегральною технологією на основі IGBT – транзисторів, що являють собою комбінації польових транзисторів з ізольованим затвором на вході та біполярних транзисторів на виході. Низькі втрати потужності в ключових режимах, великі значення робочих напруг і струмів, малі часи вмикання і відключення цих модулів та можливість їх використання при паралельній роботі дозволяють створювати потужні перетворюючі установки з високою частотою роботи напівпровідникових ключів.

Як автономні інвертори в перетворювачах частоти змінного струму знаходять застосування автономні інвертори струму (АІС) і напруги (АІН). АІС, який формує в навантаженні криві змінного струму, звичайно використовується разом з керованим тиристорним випрямлячем, який регулює величину вхідного струму інвертора, визначаючи тим самим амплітуду вихідних струмів. Головними перевагами перетворювачів частоти з АІС є можливість використання звичайних тиристорів і легкість здійснення зворотного перетворення енергії – від двигуна через АІС і керований випрямляч до живлячої мережі.

Ширшого поширення набули двоступеневі перетворювачі частоти на основі АІН. На відміну від АІС, що містить на своєму вході в колі постійного струму індуктивність, обов'язковим елементом на вході АІН є паралельно увімкнена ємність. Тому в результаті підключень напівпровідниковими ключами цієї ємності до вихідних затискачів АІН здійснюється формування кривих напруг навантаження. За умов використання некерованого випрямляча забезпечується високе значення коефіцієнта потужності на вході, а регулювання вихідної напруги може здійснюватися методом широтно-імпульсного регулювання (ШІР) або більш розповсюдженим методом широтно-імпульсної модуляції (ШІМ).

Принципова схема силової частини трифазного перетворювача зображена на рисунку 8.1. До складу схеми входять:

-             некерований випрямляч VD1-VD6;

-             фільтр L, C;

-             автономний інвертор напруги на елементах VT1-VT6, що шунтуються відсікаючими діодами VD1-VD6.

 

Рис.8.1 – Схема трифазного перетворювача частоти (АІН)

 

Для розширення функціональності перетворювачів частоти іноді використовують схемні рішення, наведені на рисунку 8.2. У цьому випадку нерегульований випрямляч виконано на базі зворотних (відсікаючих) діодів силових транзисторів, останні у цьому випадку, за необхідності, виконують задачі керованого інвертора, який веде мережа живлення. Таким чином, виявляється можливість передачі енергії в обох напрямках, як від мережі до навантаження, так і навпаки.

Модулі, що використовуються в сучасних перетворювачах, мають 6 транзисторів і 6 діодів з’єднаних по мостовій схемі, яка дозволяє використати ці модулі для створення двофазних АІН, див. рис.8.3 та однофазних схем рис.8.4.

Рис.8.2 – Силова частина перетворювача частоти з інвертором,

який веде мережа

 

 

Рис.8.3 – Схема двофазного перетворювача частоти (z_p – робоча обмотка, z_п – пускова обмотка двигуна)

 

 

 

Рис.8.4 – Схема однофазного перетворювача частоти

Практична частина

Для живлення однофазних, двофазних АІН малої потужності (до 1,5кВт) постійним струмом можна використати однофазні мостові випрямлячі на діодах VD1-VD4, напруга з виходу яких фільтрується конденсатором С, ємність якого залежить від розрахункового значення коефіцієнта пульсацій КП, що задається при розрахунку випрямляча.

За умов розрахунку комутуючих елементів інвертора можна використовувати методику, викладену в [3]. Вихідні дані для розрахунку наступні:

- потужність навантаження Р_1н;

- фазна напруга на навантаженні U_ф~;

- номінальний коефіцієнт потужності навантаження cosφ_н;

- діапазон зміни частоти на навантаженні f_max / f_min = D.

1.  Діючу напругу лінійної синусоїдальної напруги  на навантаженні розраховують відповідно до виразу: 

,

де  - фазна напруга, що живить перетворювач в безтрансформаторних перетворювачах = 220 В.

2. Діюче значення фазного струму навантаження:

,

де .

1. Необхідна напруга живлення перетворювача  :

- для трифазних АІН:  ;

- для однофазних схем АІН:  =.

1. Значення модулюючої частоти f_тн вибирають, виходячи зі значення діапазону регулювання D відповідно до таких рекомендацій:

 

де = 50Гц;

відповідає = 5Гц;

 максимальна змінна напруга на виході АІН

 .

1. Значення параметра навантаження k:

, ,

а допоміжний коефіцієнт .

1. Максимальне значення струму через ключові транзистори.

Для АІН напруга фази яких має прямокутну форму, миттєве значення струму навантаження

 

 або  ,

де  - базисний струм;

 - параметр навантаження;

 - змінний часовий кут.

Максимальне значення струму навантаження при

 

,

 

Для двофазних інверторів напруга також має прямокутну форму, а напруга на фазах зсунута одна відносно другої на кут 90⁰, див. рисунок 8.6.

, 0 < ωt < .

, < ωt  < π.

 

 

 

 

 

При з’єднанні трифазного навантаження зіркою, кожна фаза або включена паралельно з другою фазою і послідовно з третьою, або послідовно з іншою фазою, див. рисунок 8.7 напруга фази має або величину , або  при триступеневій діаграмі напруги.

Значення струму знаходиться для трьох інтервалів:

0 < ωt < ; < ωt < ; < ωt < π,

відповідно струми на тих інтервалах:

 

1) 

2)  

3) 

 

за відомим миттєвим значенням струму в момент t, t₂, t₃ можна знайти і діючі значення струмів навантаження та середнє значення струму джерела живлення та інші параметри АІН. Так як струм відсікаючи діодів значно менший, ніж струм транзисторів, розрахунок струмів в відсікаючи діодах не проводимо. Вибір транзисторного модуля проводимо по величині розрахункового більшого значення  та величині зворотної напруги , що прикладається до вентилів.

При п’ятипульсній діаграмі напруги розрахунок можна проводити аналогічно для трьохпульсної діаграми напруги.

Задаючись значеннями t в межах від t = 0 до t = 0,01с для значення f = 50Гц, та значеннями t від t = 0 до t = 0,1с для

 f_тіп = 5,0Гц, розраховуємо криві зміни струму , звідки вибираємо значення  за яким вибираємо транзистори інвертора.

1. Максимальна напруга на зворотних діодах:

 - для трифазної мостової схеми;

 - для однофазної та двофазної схем АІН.

1. Максимальна зворотна і пряма напруга на комутуючих транзисторах:

.

1. Базисний струм:

 - для трифазної схеми;

 - для однофазної та двофазної схем АІН;

1.  Середнє значення струму ключових транзисторів:

.

Величину  вибирають, виходячи з параметра cosφ, відповідно до рекомендацій, викладених у [1]. = 0,25 ÷ 0,3.

1.  Середнє значення струму зворотних діодів:

.

У результаті розрахунків вибирають транзистори і зворотні діоди для них, використовуючи розрахункові значення , , , , або при застосуванні модулів вибирають ці модулі за максимальними значеннями  та  для конкретного типу модуля.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

ПРАКТИЧНА РОБОТА №9

Тема. Розробка алгоритмів керування автономними інверторами напруги

 

Теоретичні відомості

У перетворювальній техніці застосовуються як однофазні, так і трьохфазні інвертори, виконані по різних схемах, найбільш вживаними з яких є однофазна, двофазна і трьохфазні мостові схеми автономних інверторів як струму (АІС), так і напруги (АІН). Навантаження трьохфазних інверторів може бути з’єднане як трикутником так і зіркою. Розглянемо інвертор, з’єднаний за мостовою схемою Ларіонова, рис. 9.1, в якому можливі шість незалежних комбінацій відкритих і закритих станів ключів К1-К6 (тиристорів, транзисторів і т.д.), причому завжди одночасно відкриті три або два ключі, причому кожна комбінація включення має еквівалентну схему, рис. 9.2.

 

 

Рис. 9.1 - Розрахункова схема автономного інвертора напруги при з’єднанні навантаження трикутником (а) і зіркою (б).

 

Для трифазного мостового інвертора, навантаження якого з’єднане трикутником або зіркою, розрахункова схема для напруги одної фази приведена на рис. 9.2.

 

 

Рис. 9.2 - Розрахункова схема інвертора для напруги однієї фази:

а – навантаження трикутником; б – навантаження зіркою.

 

Для схеми рис. 9.2 (б) діюче значення напруги однієї фази рівне: 

а миттєве значення струму на інтервалі :

 

на інтервалі: ;

 

на інтервалі: ;

 

де     

 

 

Рис. 9.3-  Алгоритми переключення ключів в трифазному мостовому інверторі: а - однократного почергового переключення;

б - індивідуального переключення; в, г, д - пофазного переключення; е, ж - групового переключення;

 з - загального переключення.

 

Алгоритм включення (переключення) ключів приведений на рис. 9.3. де:

1 - однократного почергового переключення ключів, при якому проходить однократне перемикання ключа незалежно від інших під час півперіоду вихідної частоти (тривалість відкритого стану ключа ), однофазного трикутником (див. рис. 9.3, а);

2- індивідуального повентильного переключення, при якому кожен ключ переключається незалежно від інших (див. рис. 9.3, б);

3 - пофазного переключення, при якому після закривання одного ключа зразу, або через деякий проміжок часу відкривається другий вентиль цієї ж фази (див. рис. 9.3, в, г, д), регулювання вхідної напруги може здійснюватися зміною часу закривання того ключа, який відкритий;

4 - групового переключення, при якому одночасно закриваються ключі однієї групи – катодної чи анодної, (див. рис. 9.3, е, т);

5 - загального переключення, при якому одночасно закриваються всі відкриті на попередньому інтервалі ключі, залежно від їх роз положення по фазах і групах (див. рис. 9.3, з).

2-5 алгоритми зумовлюють багатократне переключення кожного вентиля за час півперіоду вихідної напруги, що викликає комутаційні перенапруги і потребує засобів захисту напівпровід-никових ключів від цих перенапруг.

Регулювання вхідної напруги може здійснюватися зміною моменту закривання того ключа, який (які) в даний момент часу відкритий (чи закриті). Структура силової частини інвертора при алгоритмі переключення ключів рис. 9.3, а, б не змінюється.

На рис. 9.3, д алгоритмом формуються нулеві паузи в кривій вихідної напруги. Такі паузи можуть бути тільки при визначених параметрах навантаження, при цьому структура силової частини змінюється зі зміною навантаження.

Розглянемо порядок розробки алгоритмів керування ключами інвертора для однофазної, рис. 9.4, двохфазної, рис.9.5 та трифазної мостової схеми інвертора, при з’єднання навантаження зіркою, рис. 9.6.

 

 

Рис. 9.4 - Алгоритм переключення ключів для однофазної двохпульсної діаграми напруги на виході інвертора.

 

Рис. 9.5 -  Алгоритм переключення ключів для двохфазного інвертора.

 

 

 

Рис. 9.6 -  Алгоритм переключення ключів в трифазному мостовому інверторі при симетричному навантаженні з’єднаному зіркою.

 

Регулювання змінної напруги U~  та  f~  на виході інвертора може здійснюватись або регулюванням вхідної напруги (вхідної напруги випрямляча), або регулюванням часу включення  кожного ключа інвертора, при цьому  на кожному інтервалі регулювання, див. рис. 9.4, 9.5, 9.6.

Алгоритм переключення ключів  відповідає закону зміни керуючої напруги, що подається на ці ключі (напрузі база-емітер ключів ) з вказаною на рис. 9.6 полярністю.

 

 

ПЕРЕЛІК ВИКОРИСТАНОЇ ЛІТЕРАТУРИ

 

1. ГОСТ 2.710-81 Единая система конструкторской документации. Обозначения буквенно-цифровые в электрических схемах.

2. Перетворювальна техніка. Курс лекцій. / Укладачі М.М. Євсюк         – Луцьк: ЛНТУ, 2009. – 252с.

3. Електроніка і мікросхемотехніка. Методичні вказівки до виконання практичних і самостійних робіт для студентів технічних спеціальностей денної та заочної форми навчання. – Р.О. Селепина, Луцьк: ЛДТУ, 2007 – 148 с.

4. Колонтаєвський Ю.П., Сосков А.Г. Промислова електроніка та мікросхемотехніка.- К.: Каравела, 2004. – 432с.

6. Березкина Т.Ф., Гусев Н.Г., Масленников В.В.. Задачник по общей электротехнике с основами електроники. - М.: Высшая школа, 1991.

7. Герасимов В.Г. Основы промышленной електроники.- М.: Высшая школа, 1986.

8. Руденко В.С., Сенько В.И., Трифонюк В.В. Приборы и устройства промышленной электроники. – К.: Техника, 1990.

 

 

 

 

 

 

 

Д О Д А Т К И

 

Таблиця Д1 - Ряди номінальних значень

Індекс ряду	Позиції ряду	Допустиме відхилення від номінальної величини, %
Е6	1,0;  1,5;  2,2;  3,3;  4,7;  6,8	±20
Е 12	1,0;  1,2;  1,5;  1,8;  2,2;  2,7;  3,3;  3,9;  4,7;  5,6;  6,8;  8,2	± 10
Е24	1,0;  1,1;  1,2;  1,3;  1,5;  1,6;  1,8;  2,0;  2,2;  2,4;  2,7;  3,0;  3,3;  3,6;  3,9;  4,3;  4,7;  5,1;  5,6;  6,2;  6,8;  7,5;  8,2;  9,1	±5

 

    Числу в індексі знаменника ряду відповідає кількість позицій ряду: так, ряд Е24 має 24 номінальних значення у проміжку від 1 до 10 (більша кількість при допустимому відхиленні ± 5% не потрібна).

    Будь-яке номінальне значення ряду може бути помножене на множ­ник 10ⁿ. Множники та їх позначення наведені в табл. Д2 (може бути, наприклад: 6,8Ом; 680Ом; 6,8кОм; 68кОм; 6,8мкФ; 0,68нФ; 6800пФ та ін.).

 

 

Таблиця Д2 - Множники для утворення десяткових часткових та кратних одиниць

Множник 10n	Пристав-ка	Параметр елемента
		Опір		Ємність
		Назва	Позна- чення	Назва	Позна-чення
109 106 103  1 10-3 10-6 10-9 10-12	гіга мега кіло   мілі мікро нано піко	гігаом мегаом кілоом   міліом	ГОм МОм КОм Ом мОм	фарада   мікрофарада нанофарада пікофарада	Ф   мкФ нФ пФ

 

Таблиця Д3 - Постійні резистори

Тип резистора	Діапазон опорів	Номінальна потужність, Вт
МЛТ	1 Ом ÷ 3,01 МОм 1 Ом ÷ 5,1 МОм 1 Ом ÷ 10 МОм	0,025; 0,05; 0,125 0,25; 0,5 1;2
С2-33	1 Ом ÷ 3 МОм 1 Ом ÷ 5,1 МОм 0,1 Ом ÷ 5,1 МОм 1 Ом ÷ 10 МОм 1 Ом ÷ 22 МОм	0,125 0,25 0,5 1 2
ПЕВ-2,5 ПЕВ-7 ПЕВ-10	45 Ом ÷ 430 Ом 5 Ом ÷ 33 кОм 5 Ом ÷ 10 кОм	2,5 7 10

 

 

Таблиця Д4 - Змінні резистори

Тип резистора	Діапазон опорів	Номінальна потужність, Вт
СП 2 СП 3-12	20 Ом ÷ 20 кОм 27 Ом ÷ 27 кОм	2 3

 

 

Таблиця Д5 – Терморезистори

Назва	Тип резистора	Номін. опір, кОм	Температурний к-нт опору, %, ̊С	Номін. потужність, мВт
Термістор	СТ 1-17	0,3 ÷ 22	4 ÷ 7	500
	КМТ-1	22 ÷ 1000	4,2 ÷ 8,4	8
Позистор	СТ 6-1А	0,04 ÷ 0,4	10	1100
	СТ 6-3Б	1 ÷ 10	15	200

 

 

Таблиця Д6 - Основні параметри деяких випрямних діодів.

Тип діода	Граничні електричні параметри при  температурі оточуючого середовища 25 ± 5 °С
	Допустима зворотна напруга Uзв. д , В	Середнє значення випрямленого струму Іа н, А	Пряме падіння напруги Uпр (при Іа  мах), В
КД105Б	400	0,3	1
КД105В	600
КД205А	500	0,5
КД205Б	400
КД205В	300
КД205Г	200
КД205Д	100	0,5	1
КД205К		0,7
КД205Л	200
КД208	100	1,0
КД209Л	400	0,7
КД209Б	600
КД202А	50	3,5
КД202Б		1,0
КД202В	100	3,5
КД202Г		1,0
КД202Д	200	3,5
КД202Н		1,0

 

 

 

 

 

 

 

 

Таблиця Д7 -Основні параметри деяких стабілітронів.

Тип стабілітрона	Напруга стабілізації Uст. , В	ТКН, град-1	Диф. опір Rд, Ом	Максимальний струм Іст. мах, мА
КС133А	3,0 ÷ 3,6	0,11	65	81
КС139А	3,7 ÷ 4,2	0,1	60	70
КС147А	4,2 ÷ 5,2	0,1	56	58
КС156А	5,0 ÷6,4	0,05	46	55
КС168А	6,12 ÷7,5	0,06	28	45
Д814А	8	0,07	6	40
Д814Б	9	0,08	10	36
Д814В	10	0,09	12	32
Д814Г	11	0,095	15	29
Д814Д	13	0,095	18	24
Д815Д	12	0,095	10	300
КС515Г	15	0,005	25	31
КС520В	20	0,001	210	22
КС524Г	24	0,005	40	19
КС531	31	0,005	350	15
КС547В	47	0,001	490	10
КС568	68	0,001	700	10
КС596	96	0,001	980	7

 

Примітка. Мінімальний струм для всіх стабілітронів становить

І_{ст. мін}= 3мА.

 

 

 

 

 

Таблиця Д8 - Конденсатори постійної ємності

Номінальна напруга, В	Номінальна ємність, мкФ
	К50-7		К 50-35	К 50-18	К10-17	К73-17
6,3			20; 30; 50; 100; 200; 500	220000
10			10; 20; 30; 50; 100; 200; 500; 1000; 2000; 5000	100000
16			5; 10; 20; 30; 50; 100; 200; 300; 1000; 2000; 5000	22000 68000 100000
25		2; 5; 10; 20; 30; 50; 100; 200; 500; 000; 2000; 5000		15000 33000 100000
50		2; 5; 10; 20; 30; 50; 100; 200; 500;1000; 2000		4700 10000 15000	0,001; 0,01; 0,022.
100		0,5; 1; 2,5; 10; 20; 30; 50		2200 4700 10000
160	2; 50; 100; 200; 500	1,2; 5; 10; 20				1,5; 2,2
250	10; 20; 50; 100 200			1000 4700		0,047; 0,068; 0,1; 0,15; 0,22; 0,33; 0,47; 0,68; 1
300	5; 10; 20; 50; 100; 200
350	10; 20; 50; 100
450	10; 20; 50; 100

 

 

Таблиця Д9   –  Основні параметри тиристорів типу Т10

Параметр	Позна чення	Тиристор										Умови режиму
		Т10- 10	T10-16	T10-25		T10-40		T10- 63	T10- 80
Зворотна напруга, В (для всіх тиристорів)	Uзв.д	50; 100; 200; 300; 400; 500; 600; 700; 800; 900; 1000; 1100; 1200										-
Граничний струм (се­реднє зна­чення), А	Іг	10	16		25		40	63			80	Штучне охолодження температура корпусу 85°С
Граничний струм з ти­повим охо­лоджувачем (середнє зна­чення), А	Іг0	8	10		12		14	20			25	Охолодженя природне  по­вітряне; тем­пература ото­чуючого сере­довища 25°С
Ударний струм, А	Іуд	240	240		600		960	1300			1500	Тривалість ім­пульсу стру­му 10 мс
Порогова напруга, В	U0	1,64	1,44		1,26		1,16	1,094			1,02	-
Динамічний опір у від­критому стані, мОм	Rд	10	7		6,4		4,4	1,8		1,7		-
Відмикаю­чий струм керування, не більше, А	Ік	0,15	0,15		0,15		0,15	0,15		0,15		За прямої напруги на тиристорі
Відмикаюча напруга керування, не більше, В	Uк	3	3		3		4	4		4		-
Загальний встановлений тепловий опір, °С/Вт	RT	5,9	5,3		4,9		3,69	3,5			3,4	3 типовим охолоджува­чем за природного по­вітряного охолодження

Таблиця Д10 - Технічні дані силових тиристорів типу Т і Т2	Тип тиристора	Т2-1000	1000	100-600	0,9	0,07	£10 і 20 (25 і 70)	£8	£400	-	125
		Т2-750	750		1	0,08				-	140
		Т2-400	400		0,95	0,15				-
		Т-300	300		0,9	0,15				М-10Л
		Т-200	200		1,1	0,15
		Т-100	100	100-1000	0,9	0,65		£5	£300	М-6Л
		Т-50	50		0,8	0,65				М-4Л
		Т-25	25		0,8	1				МП-100
		Т-10	10		1	1
	Назва		Номінальний прямий струм, А	Номінальна зворотна напруга, В	Ном. пряме падіння напруги,В	Встановлений тепловий опір, С°/Вт	Час включення (виключення), мксек	Ном.  напруга управління, В	Ном. струм управління, мА	Тип охолоджувача	Максимально-допустима температура, °С

Таблиця Д11   –  Основні параметри оптотиристорів

Тип	Udrm, В	Iа,  A	Vкер, В	Iкер,  mA	Tмак,  oC	Rt, oC/Вт
МТО2-25	400-1600	25	2.5	250	110	0.70
МТОТО40	400-1600	40	2.5	250	110	0.60
МТОТО63	400-1600	63	2.5	250	110	0.50
МТОТО80	400-1600	80	2.5	250	110	0.45
МТОТО100	400-1600	100	2.5	250	110	0.25
МТОТО125	400-1600	125	2.5	250	110	0.22
МТОТО160	400-1600	160	2.5	250	110	0.20
MTOTO250	400-1600	250	2.5	250	110	0.14
МТОТО320	400-1600	320	2.5	250	110	0.13

 

 

 

 

 

 

 

Є 25	Перетворювальна техніка [текст]: методичні вказівки до виконання практичних занять для студентів напряму підготовки 6.050701 «Електротехніка та електротехнології» денної форми навчання / М.М. Євсюк, П.Ф. Баховський,– Луцьк: Луцький НТУ, 2015. – 84с.

 

 

Комп’ютерний набір                                            М. Євсюк

 

Редактор                                                                М. Євсюк

 

 

 

 

Підп. до друку  2015.

Формат 60×84/16. Папір офс., Гарн. Таймс.

Ум. друк. арк. 5,25. Обл. - вид. арк. 5,0.

Тираж 25 прим. Зам.        .

 

 

 

 

 

 

 

Редакційно–видавничий відділ

Луцького національного технічного університету

4318. м. Луцьк, вул. Львівська, 75

Друк – РВВ Луцького НТУ